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Sperrwandler-Netzteile

Inhaltsverzeichnis

1. Theorie und Grundschaltungen

Die Grundschaltung

Der Sperrwandler erfüllt alle Anforderungen an eine solche Schaltung. Er zeichnet sich durch einen geringen Bauteileaufwand und eine hohe Betriebssicherheit aus. Abbildung 1 zeigt das prinzipielle Schaltbild eines Sperrwandlers. Als Schalter dient ein Bipolar- oder, in neueren Schaltungen, ein MOSFET-Transistor Q, der von einer pulsweitenmodulierten Steuerspannung ein- und ausgeschaltet wird. Der Transformator L wirkt als Energiezwischenspeicher. Die Sekundärdiode D gibt die Energie in den sekundären Speicherkondensator CS weiter.

Abb. 1: Grundschaltung eines Sperrwandlers
Abb. 1: Grundschaltung eines Sperrwandlers
Funktionstheorie

Die pulsweitenmodudulierte Steuerspannung UC schaltet am Zeitpunkt t1 (siehe Abb. 2) mit einem positiven Pegel den Transistor Q ein. Während der Leitendphase des Transistors ist die Primärspannung des Speichertransformators U1 gleich der Eingangsspannung UP, da die Drain-Source-Spannung UDS 0V ist. Der Strom IDS durch die Primärwicklung des Trafos und durch den Transistor steigt linear an. In dieser sog. Vorwärtsphase wird Energie im Luftspalt des Trafos gespeichert. Der Strom durch die Primärwicklung induziert auf der Sekundärseite eine negative Spannung U2. Weil nun die Diode D sperrt, ist die Sekundärseite stromlos.
Mit einem L-Pegel der Steuerspannung UC wird bei t1a die Rückschlagphase eingeleitet. Sperrt der Transistor Q, wird der Strom IDS unterbrochen. Das im Trafo gespeicherte magnetische Feld bricht zusammen und induziert in der Sekundärwicklung eine nun positive Spannung U2. Ist die induzierte Spannung höher als die über den Speicherkondensator CS stehende Spannung, wird die Diode D leitend und der Strom ID fließt in den Kondensator. Die im Trafo gespeicherte Energie wechselt in den Kondensator. Ist der Kondensator (bei t1b) geladen, sperrt die Diode D. Bei Volllast auf der Sekundärspannung CS folgt gleich der nächste Einschaltzyklus (t2, oberes Bild). Bei Teillast (unteres Bild) wird der Trafo sowohl primärseitig als auch sekundärseitig hochohmig abgeschlossen. Die im Trafo verbliebene Restenergie wird von den offenen Enden der Wicklungen hin- und wieder zurückreflektiert: der Trafo klingelt nach (t1b bis t2).

Abbildung 2: Spannungen und Ströme im Sperrwandler
Abbildung 2: Spannungen und Ströme im Sperrwandler

Praktische Aspekte

Sperrspannung von Transistor Q

Während der Sperrphase von Transistor Q wird die in der Sekundärwicklung induzierte Spannung U2 entsprechend dem Wicklungsverhältnis des Trafos zurücktransformiert. Dort addiert sie sich dann auf die Primärspannung UP. Die Spannung UDS über Q kann dadurch auf über 700V (bei 230V Netzspannung) ansteigen. Der Transistor in Sperrwandlern muss daher eine Sperrspannung von mindestens 800V haben. Theoretisch müsste die Sperrspannung noch weitaus höher sein. Denn im Abschaltaugenblick t1b kann die Energie aus der Streuinduktivität LS des Trafos nicht über die Sekundärwicklung abgeleitet werden. Es addiert sich daher zusätzlich eine hohe Spannungsspitze auf UDS. Um diese Spannungsspitze auf einem akzeptablen Wert zu halten, muss sie in einem Entlastungsnetzwerk (sog. Snubberkreis, Abb. 3) abgeleitet werden. Der Strom aus der Streuinduktivität LS wird hierbei über die Diode DE in den Kondensator CE geleitet. Der Widerstand RE entlädt CE in die Primärspannung UP. Dabei entstehen im Widerstand einige Watt an Verlustleistung.

Abbildung 3: Entlastungsnetzwerk (Snubber-Kreis)
Abbildung 3: Entlastungsnetzwerk (Snubber-Kreis)
Verlustleistung im Transistor Q

Im Einschaltmoment t1 beträgt UDS = UP. Bei einer Netzspannung von 230V sind dieses ca. 320V. Würde man den Transistor Q einfach mit einer steilen Flanke einschalten, würde der Strom durch den Transistor unbegrenzt ansteigen und den Transistor sofort zerstören. Daher muss der Steuerstromanstieg von IG in die Basis bzw. in das Gate des Transistors durch geeignete schaltungstechnische Maßnahmen verzögert werden. Dieses gewährleistet auch einen linearen Anstieg des Stromes durch den Trafo. Jedoch führt die Verzögerung auch zu einem Anstieg der Verlustleistung im Transistor, da dieser nicht sofort komplett niederohmig wird. Ähnliches ist auch beim Abschalten des Transistors zu berücksichtigen. Ein zu schnelles Sperren des Transistors verhindert ein sauberes Ausräumen der Sperrschichten, was die Sperrspannung des Transistors wesentlich reduzieren kann. Kleine Drosseln oder Ferritperlen im Strompfad von IDS verzögern das Sperren des Transistors ausreichend, was aber wiederum zu Verlustleistung im Transistor führt.

Eigenschaften vom Transformator L

Der Transformator in einem Sperrschwinger (Wandlertrafo, SM- (Switched Mode-) Trafo) ist kein Transformator oder Übertrager im herkömmlichen Sinne. Tatsächlich ist er mehr eine Speicherdrossel mit einer Sekundärwicklung. Das Besondere ist, dass in der Leitendphase des Transistors ("Vorwärtsphase") Energie im Trafo gespeichert wird und diese in der Sperrphase ("Rückschlagphase") an die Sekundärseite abgegeben wird. Die Speicherung der magnetischen Energie geschieht im Luftspalt des Trafos. Der Luftspalt linearisiert auch den magnetischen Fluss im Kern, was sich positiv auf ein lineares Regelverhalten des Netzteils bei Lastwechseln auswirkt. Diese ausgefallene Konstruktion des Trafos ist erforderlich, um die elektromagnetischen Eigenschaften einer Drossel und die zwingend notwendige galvanische Trennung eines Trafos miteinander zu vereinen.

Regelung und Synchronisation

Durch die Änderung des Bildinhaltes und der Lautstärke des Tons durch Sprache oder Musik ändert sich ständig die Leistungsaufnahme der Video- und Audioendstufen. Dieses wirkt sich natürlich als Laständerung auf das Netzteil aus. Steigt die Last (Abbildung 3, RL) auf einer Betriebsspannungsschiene, sinkt die jeweilige Spannung (US). Eine geschlossene Regelschleife stabilisiert die Ausgangsspannungen eines Netzteils. In Standardregelkreisen kann nur eine Betriebsspannung primärseitig ausgeregelt werden. Hierzu nimmt man entweder die "empfindlichste" oder die höchste sekundäre Betriebsspannung. Aufgrund der Kopplung der Sekundärwicklungen untereinander werden dadurch alle anderen Betriebsspannungen entsprechend dem Kopplungsgrad automatisch mit stabilisiert.

Abbildung 4: Prinzip Regelung und Synchronisation
Abbildung 4: Prinzip Regelung und Synchronisation

Die Regelstufe besteht meist aus einem Komparator, der mit einem Eingang mit einer Referenzspannungsquelle als Soll-Information verbunden ist. Der andere Eingang erhält die zu überwachende, im Spannungsteiler R1/R2 herunter geteilte Betriebsspannung als Ist-Information US'. Als Ausgangssignal der Regelstufe erhält man die Fehlerspannung UE. Diese Regelinformation wird über einen galvanisch trennenden Koppler (ein Übertrager oder ein Optokoppler) auf die Primärseite in den Pulsweitenmodulator übertragen. Die Fehlerinformation (UE) bewirkt im Modulator eine Änderung des Einschaltzeit- zu Ausschaltzeitverhältnisses des Schalttransistors Q, was zu einer Kompensation des Energiezustandes auf der Sekundärseite führt.
Regelmechanismus: Steigt die Last auf der Sekundärseite, sinkt die Ausgangsspannung US und die Fehlerspannung UE. Je niedriger UE wird, desto länger wird der positive Anteil im Tastverhältnis der PWM an Ausgang des Modulators. Damit wird der Schalttransistor Q länger eingeschaltet und mehr Energie kann im Wandlertrafo L gespeichert werden. In der folgenden L-Phase der PWM sperrt der Transistor und die im Trafo gespeicherte Energie fließt auf die Sekundärseite. Die Ausgangspannung US steigt bis US' = UREF wird.
Einen wichtigen Einfluss auf die Eigenschaften der Regelung hat die Regelzeitkonstante, hier dargestellt durch das Produkt von RR und CR. Über alles betrachtet, kann man ein Netzteil wie einen Verstärker sehen. Die Regelzeitkonstante kann in diesem Vergleich der Wechselspannungsgegenkopplung gleichgesetzt werden. Ist die Regelzeitkonstante zu groß, kann das Netzteil auf schnelle Änderungen der Fehlerspannung nicht entsprechend schnell oder stark genug reagieren. In diesem Fall könnten beispielsweise die Bässe im Ton auf die Ablenkung durchschlagen und für Geometriefehler sorgen. Eine zu kurze Regelzeitkonstante führt zu einer zu hohen Regelgeschwindigkeit und kann zu einem Regelschwingen des Netzteils führen.

Wie bereits weiter oben festgestellt wurde, erzeugt das Sperren des Transistors die meiste Störstrahlung des Netzteils. Diese kann sich als Perlschnur o.ä. Störung im Bild bemerkbar machen. Ein einfacher Trick um dieses zu vermeiden, ist die Synchronisation des Abschaltzeitpunktes des Transistors mit dem Horizontalrückschlagimpuls. Während des Horizontalrücklaufes ist das Bild dunkel getastet und die Störungen werden einfach nicht sichtbar. Die Synchronisation wird durch ein Nachführen des Oszillators im Pulsweitenmodulator vorgenommen.

Pulsweiten-Modulator

Die Steuerung der im Netzteil transportierten Energiemenge kann dadurch sehr einfach über das Tastverhältnis des PWM-Steuersignales UC vorgenommen werden.
Sperrschwinger-Netzteile arbeiten unabhängig von der Last auf einer einzigen Frequenz (Signaldiagramm in Abbildung 5: t1=t2=t3). Ein RC-Oszillator mit den frequenzbestimmenden Komponenten RG und CG erzeugt eine Sägezahnspannung einer fest definierten Amplitude mit einer ebenfalls fest definierten DC-Offsetspannung. Diese Sägezahnspannung ist die Trägerfrequenz der PWM. Der Modulator besteht aus einem Komparator. Die Modulationsspannung UE' ist die in einem Fehlerverstärker aufbereitete Fehlerspannung UE von der Sekundärseite des Netzteils. Der Komparator misst die Koinzidenzzeit von UE' und dem Sägezahn. Je länger die Koinzidenz ist, desto länger ist der positive Anteil der PWM.

Abbildung 5: Prinzip Pulsweitenmodulator
Abbildung 5: Prinzip Pulsweitenmodulator

Da das Entladen des Wandlertrafos (= Leitendzeit der Sekundärdiode) gleich der Ladezeit (= Leitendzeit des Schalttransistors Q) ist, darf das Tastverhältnis der PWM nie 50% im positiven Anteil überschreiten. Die Referenzspannung am Fehlerverstärker sorgt für eine DC-Offsetspannung von UE', sodass der Sägezahn auch bei Volllast, wenn UE' sehr niedrig wird, nie zu tief in UE' eintauchen kann.
Andere Extremsituationen des Netzteils, wie z.B. der Anlauf, wenn UE noch nicht vorhanden ist, oder im Niederlastbetrieb, wenn die Einschaltzeiten für den Transistor Q extrem kurz werden, müssen durch zusätzliche Beschaltung erkannt und umgangen werden.

2. Umsetzung des Sperrwandler-Prinzips

Die hier vorgestellte Schaltung wird in aktuellen Netzteilen für 32'' LCD-TV-Geräten eingesetzt. Die Ausgangspannung von 12V dient nur zur Versorgung der Signalstufen. Das 12V Netzteil hat bis zu ca. 50W an Leistung zu liefern. Im Standby-Betrieb des Gerätes versorgt das Netzteil nur den Microcontroller und den Infrarotempfänger der Fernbedienung.

Schaltung eines 12V-Sperrwandler-Netzteils für LCD-TV

Der Kern des 12V-Netzteils ist ein Integrierter Schaltkreis TOP246Y (IC01) in einem 7-Pin TO220-Gehäuse (Pin 6 wird nicht verwendet). Mit diesem IC ist ein Sperrwandler-Netzteil mit einigen Dutzend Watt Leistung (max. 90-125W) mit nur sehr wenigen externen Komponenten zu realisieren. Im IC integriert ist ein MOSFET- Ausgangstransistor mit dessen Ansteuerlogik, einem Oszillator und einer Regelstufe.
Das 12V-Netzteil hat zwei Betriebsarten und wird sekundär geregelt. Es erzeugt zwei Betriebsspannungen. Auf der Sekundärseite ist es die +12V, auf der Primärseite ist es die Hilfsspannung UAUX.  Aus der +12V wird mit einem Down Converter eine 5V-Betriebsspannung gewonnen (hier nicht dargestellt).
Nach dem Einschalten startet das Gerät immer in den Standby-Mode. Ob das Gerät im Standby-Mode bleibt oder in den Vollbetrieb geht, ist abhängig von der sekundärseitigen Last.

Abbildung 6: Schaltung 12V-Netzteil
Abbildung 6: Schaltung 12V-Netzteil
Anlauf und Regelung

Das Netzteil erhält seine Betriebsspannung vom Netzgleichrichter oder aus der Ausgangsspannung eines hier nicht dargestellten PFC-Wandlers. Da dieser Wandler erst im Vollbetrieb des Gerätes arbeitet, liegt beim Anlauf in jedem Fall nur die gleichgerichtete Netzspannung von 325V am Drain-Pin 7 an. Es fließt ein kleiner Strom in die interne Steuerung des IC und über den Pin 1 wieder aus dem IC heraus in den Sieb-Kondensator C03. C03 lädt sich auf. Bei Erreichen der unteren Schwellspannung 5,8V am Pin 1 läuft der Oszillator an und das IC schaltet zum ersten Mal ein. Das Netzteil startet. Mit einem 10mS langen Softstart erhöht sich das Tastverhältnis. Während dessen sollten sich die primäre Hilfsspannung UAUX und die sekundärseitigen Betriebsspannungen aufbauen. In diesem Fall wird, wie später noch deutlich aufgezeigt wird, der Fototransistor niederohmig. C02 wird aus UAUX nachgeladen und die Spannung am Pin 1 bleibt auf etwa 5,8V.
Pin 1 ist auch Eingang des Unterspannungsdetektors. Beim Unterschreiten der Schwellspannung von 4,8V wird das IC abgeschaltet.
Die lastabhängige Pulsweitenregelung zur Ansteuerung des internen Schalttransistors erfolgt ebenfalls über die Spannung am Pin 1. Ein Shuntregler, bestehend aus einem Fehlerverstärker und einem FET als Stromregler, erzeugt eine Fehlerinformation IFB, die eine Modulationsspannung am PWM-Comparator erzeugt. Die Trägerinformation ist eine Sägezahnspannung aus dem Oszillator. Nach dem Prinzip der Koinzidenz entsteht eine PWM, die nach der Verknüpfung mit den Schutzfunktionen den Schalttransistor ansteuert.

Umschaltung zwischen Voll- und Niederlastbetrieb (Standby)

Die Schaltfrequenzen des Netzteils sind fest im IC vorgegebenen. Sind Pin 5 (FREQ) und Pin 4 (SOURCE) miteinander verbunden, ist die Schaltfrequenz 132kHz. Im diesem Netzteil sind Pin 5 (FREQ) und Pin 1 (CONTROL) miteinander verbunden. So ist die Schaltfrequenz im Vollbetrieb auf 66kHz festgelegt. Sinkt die Last, werden die Ansteuerimpulse für den Schalttransistor immer kürzer. Bei einem Duty-Cycle von unter 10% geht das IC in den Niederlastbetrieb und die Light Load Frequency Reduction reduziert die Schaltfrequenz linear bis auf 30kHz bzw. 15kHz. Im normalen Standby-Betrieb dieses Chassis liegt die Schaltfrequenz bei ca. 21 KHz.

Schutzfunktionen im TOP246

Eine interne Cycle-by-Cycle wirkende Überstromschutzschaltung vergleicht die Drainspannung des leitenden Schalttransistors mit der Sourcespannung. Steigt bei hohem Strom die Sourcespannung über einen am Pin 3 eingestellten Schwellwert, wird der Schalttransistor vorzeitig gesperrt.
Am Pin 2 wird die Betriebsspannung des Netzteils überwacht. Es wird der Strom durch R03 und R04 gemessen. Steigt die Netzspannung an (z.B. durch einen Regelfehler des PFC-Wandlers), steigt auch der Strom in den Pin 2 (Line Sense). Bei <50mA (ca. 100V) spricht der Unterspannungsschutz an, bei über 225mA (ca. 450V) spricht der Überspannungsschutz an.

Sekundärseitige Regelung

Die Regelung der Betriebsspannungen aus dem 12V-Netzteil wird über die sekundäre Betriebsspannung +12V vorgenommen.
Die +12V wird hierzu mittels der Widerstände R11 und R12 auf eine proportionale Spannung von ca. 2,5V herunter geteilt. Die programmierbare Referenzspannungsquelle TL431 (IC03) vergleicht diese an dessen Referenzeingang anliegende Spannung mit der internen 2,5V-Referenz. Je höher (>2,5V) die Eingangsspannung ist, desto niedriger ist die Ausgangs- (Kathoden-)spannung. Fällt die Eingangsspannung unter 2,5V, steigt die Ausgangsspannung. Diese Spannungsvariation erzeugt eine Strommodulation in der LED des Optokoppler (IC03). R10 begrenzt hierbei den Strom. Die RC-Kombination R08 / C08 legt die Regeleigenschaften der Stufe fest. Der Optokoppler IC03 überträgt die Regelinformation auf die Primärseite zum Pin 1 des IC01. Hierüber kann die Einschaltzeit (ton) des internen Schalttransistors (und damit die vom Netzteil übertragene Energiemenge) gesteuert werden.

Überspannungsschutz

Alle im 12V-Netzteil erzeugten Betriebsspannungen werden auf Überspannung überwacht. Sollte auf Grund eines Regelfehlers die primäre Hilfsspannung UAUX auf über 6V ansteigen, kommt die Z-Diode ZD01 in den Durchbruch und erzeugt einen Kurzschluss am Pin 1. Die Unterspannungsüberwachung am Pin 1 schaltet das TOP246 sofort ab.
Sollte eine der sekundären Betriebsspannungen des 12V-Netzteils oder eines anderen Netzteils zu weit ansteigen, kommt die jeweilige Schwellwert-Z-Diode (ZD02/ZD03/ZD04) in den Durchbruch und liefert einen Strom in die LED des Optokopplers IC04. Der Fototransistor wird niederohmig und zündet den Thyristor D05. Wie zuvor wird der Pin 1 des Top246 nach Masse kurzgeschlossen und die Unterspannungsüberwachung am Pin 1 schaltet daraufhin das IC ab.

Fazit

Sperrwandler in der klassischen Grundschaltung sind mit einem Wirkungsgrad von lediglich 80% für einen Einsatz im Leistungsbereich oberhalb von einigen 10 Watt nicht mehr zeitgemäß. In aktuellen Schaltungen wird sie in dieser Version somit lediglich in Kleinleistungsnetzteilen oder Standby-Netzteilen eingesetzt. Das Sperrwandlerprinzip selbst ist hingegen sehr leistungsfähig und flexibel und ist in Dutzende moderne Varianten weiter entwickelt worden.

REFERENZEN

Weblinks

1. power integrations: Datenblatt TOP246Y

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