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Resonanzwandler-Netzteile

Inhaltsverzeichnis

1. Theorie und Grundschaltung

Das Grundprinzip dieses Resonanzwandlers beruht auf einem LC- Serienschwingkreis, bestehend aus der primären Treiberwicklung des Wandlertrafos T01 und der Resonanzkapazität C21. Die Ansteuerung des Schwingkreises erfolgt aus dem Resonant Controller über eine Push-Pull-Schaltstufe, die von den beiden MOSFETs Q01 und Q02 gebildet wird. Betrieb bei Volllast (Tsw = Tresonant (Bild 1a)). Eine Schwingung des Resonanzkreises setzt sich aus zwei Teilen zusammen. Bei Vollresonanz ist die Ansteuerfrequenz genauso groß wie die Eigenresonanzfrequenz des Reihenschwingkreises. Beide Transistoren haben, nacheinander durchschaltend, die gleiche Leitendzeit. In der ersten Hälfte einer vollständigen Schwingung ist der obere Transistor, Q01, durchgeschaltet. Ein Strom Icc in der Form einer sinusförmigen Halbwelle (=180°) fließt aus der Betriebsspannungsschiene UP (325V /380V) durch die primäre Treiberwicklung des T01 in die Resonanzkapazitäten. Die Resonanzkapazitäten wirken als Stromsammler und laden sich auf Vcmax (=IP) auf. Ist der Ladestrom gleich Null, sperrt Q01 und Q02 wird niederohmig. Die Resonanzkapazität wird nun über die Treiberwicklung des Trafos und über Q02 entladen. Der Strom Icd fließt in umgekehrter Richtung nach Masse. Es bildet sich ebenfalls eine sinusförmige Halbwelle, jetzt allerdings negativ gerichtet, aus. Die Resonanzkapazitäten werden bis auf Vcmin entladen. Dann wird der Strom Null, Q02 wird abgeschaltet und ein neuer Ladevorgang wird mit dem Durchschalten von Q01 eingeleitet. Der Gesamtstrom Ic durch die Treiberwicklung wird mit steigender Last immer sinusförmiger und induziert in die Wicklungen der Sekundärseite des Trafos sinusähnliche Wechselspannungen. Durch die sinusähnliche Form bilden sich praktisch keine Oberwellen aus, die als Störstrahlung und Verlustleistung wirksam werden können. Regelung bei Teillast (Tsw< Tresonant (Bild 1b)). Bei Vollresonanz (Ansteuerfrequenz der MOSFETs = Eigenresonanzfrequenz des Reihenschwingkreises) wird die größtmögliche Energiemenge (=Volllast) übertragen.

Abb. 1: Prinzip eines Resonanzwandlers
Abb. 1: Prinzip eines Resonanzwandlers

Um die transportierte Energiemenge lastabhängig zu regeln, wird die Ansteuerfrequenz der MOSFETs über einen VCO (Voltage Controlled Oscillator) erhöht (siehe Abb. 11). Da die Resonanzfrequenz des Schwingkreises gleich bleibt, werden hierdurch sowohl die Ladezeit als auch die Entladezeit den Resonanzkapazitäten reduziert. Nach dem Ende der Ladephase (Q01 sperrt, Q02 leitend) fließt, bevor sich die Stromrichtung umkehrt, für einen kurzen Moment ein Strom über die Inversdiode im Q02. Dieser wird durch die Induktion getrieben. Sollte nach der Entladephase (Q02 wieder geöffnet) eine Restladung in den Resonanzkapazitäten verblieben sein, kann diese über die im Q01 integrierte Inversdiode in den Siebelko (CP) der UP abfließen.

Abb. 2: Regelung eines Resonanzwandlers
Abb. 2: Regelung eines Resonanzwandlers

2. Praktische Umsetzung des Resonanzwandlerprinzips mit dem IC L6598

Die hier beschriebene Netzteilschaltung beruht auf der Basis des IC-Controller L6598 von ST. Dieses IC ist in der Lage, zwei Power-MOSFETs in einer Halbbrückenschaltung direkt zu treiben. Alle benötigten Funktionen wie VCO, Softstart, Operationsverstärker usw. sind integriert und benötigen nur ein Minimum an externer Beschaltung. Im vorliegenden Konzept liefert das Netzteil eine 24V-Betriebsspannung, z.B. zur Versorgung des Inverter-Bausteins auf dem LCD-Panel. Die Leistungsabgabe an die sekundärseitigen Betriebsspannung kann bis zu ca. 250W betragen. Der Wirkungsgrad liegt bei Volllast über 90%.

Abb. 3: Resonanzwandler mit dem IC L6598
Abb. 3: Resonanzwandler mit dem IC L6598
Anlauf und Softstart

Das Einschalten des Netzteils erfolgt durch das Anlegen der Netzspannung an den Netzgleichrichter. Eine Anlaufspannung erhält das IC aus der gleichgerichteten Netzspannung UP. Im eingeschwungenen Zustand des Netzteils erfolgt die Versorgung aus der primären Hilfsspannung.
Eine interne Bootstrapschaltung mit dem externen Kondensator C25 (Pin 16) stockt die Betriebsspannung der Treiberstufe des oberen MOSFET-Schalttransitors Q01 auf. Steigt nach dem Einschalten des Gerätes in den Vollbetrieb die Spannung am Pin 12 über die Mindestanlaufspannung (ca. 11V) schwingt der spannungsgesteuerte Oszillator VCO mit seiner höchsten Frequenz an Die Startfrequenz ist mit R17 (Pin 2) und C16 (Pin 3) festgelegt. Um das Netzteil sanft anlaufen zu lassen, beeinflusst eine am Softstart-Kondensator C15 gewonnene Spannungsrampe zusätzlich die Frequenz des Ansteuersignales der MOSFET-Schalttransistoren Q01 und Q02. Ist der Softstart-Kondensator entladen, schwingt der Oszillator auf seiner hohen Startfrequenz. Die daraus resultierenden Schaltzeiten (Lade- und Entladezeiten des Wandlertrafo TR01) sind sehr kurz. Es wird wenig Energie übertragen. Die induzierten sekundären Betriebsspannungen sind niedrig. Der Softstart-Kondensator C15 wird langsam aus einer Konstantstromquelle geladen. Mit steigender Spannung über C15 sinkt die Frequenz des Oszillators und die Schaltzeiten nehmen zu. Mit steigenden Schaltzeiten wird mehr und mehr Energie in den Wandlertrafo geladen, die sekundären Betriebsspannungen steigen bis die normale Regelung einsetzt. Eine Begrenzung mit der niedrigsten erlaubten Schaltfrequenz wird mit R11 (Pin 4) vorgenommen.

Vollbetrieb und Regelung

Im Vollbetrieb bestimmen R11 und C16 die Frequenz (ca.76kHz) des Ansteuersignales. Parallel zu R11 ist der Optokoppler IC02 geschaltet. Die Impedanz dessen Fototransistor beeinflusst den Gesamtwiderstand am Pin 4. Die Frequenz des Oszillators wird somit abhängig vom Strom durch den Optokoppler. Die Regelung des Netzteils erfolgt von der Sekundärseite. Die Referenzspannungsquelle IC03 vergleicht die am Pin 3 anstehende, herunter geteilte +24V mit einer internen Referenz und moduliert entsprechend den Strom durch die LED des Optokopplers IC02. Dieser beeinflusst den Strom durch den primärseitigen Fototransistor und R12 und somit die Frequenz des Ansteuersignales der CMOS-Schalter. Im normalen Betrieb beträgt die Frequenz des Ansteuersignals etwa 76kHz.

Überstromschutz

Um den Wandler vor Überlast zu schützen, wird die transportierte Energiemenge überwacht. Hierzu wird der Strom durch die MOSFET-Schalttransistoren gemessen. Der Strom erzeugt über dem Sourcewiderstand R28 einen proportionalen Spannungsabfall. Diese Spannungsinformation wird in C28 integriert und in einem im L6598 (IC01) integrierten Operationsverstärker verstärkt. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers geht über Pin 5 und Pin 8 auf einen Komparator mit einer Schaltschwelle von 0,6V. Steigt durch sekundäre Überlast oder fehlerhafter Ansteuerung der Schalttransistoren die Energiemenge im Wandler an, steigt auch der Spannungsabfall über RP328. Der Pegel an Pin 8 des L6598 steigt über 0,6V. Wird die Schaltschwelle überschritten, löst die Steuerlogik im L6598 sofort die Schutzfunktion aus und sperrt die Ansteuersignale der Schalttransistoren. Die Schutzfunktion kann nur durch ein Abschalten des Gerätes wieder zurück gesetzt werden.

 

 

REFERENZEN

Weblinks

1. STMicroelectronics Datenblatt und Applikationen zum L6598: http://www.st.com/web/en/catalog/sense_power/FM142/CL1454/SC354/PF63264

 

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