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Quasi-resonante Schaltnetzteile

Inhaltsverzeichnis

1. Theorie und Grundschaltungen

Wie im Kapitel 'Sperrwandler' festgestellt wurde, leiden die klassischen Sperrwandler-Schaltungen unter mehreren signifikanten Defiziten: die hohe, während der Rückschlagphase von der Sekundärseite rücktransformierte Sekundärspannung URO, erfordert eine sehr hohe Sperrspannung des Schalttransistors. Daher können nur teure Typen als Schalter eingesetzt werden. Zudem verbieten die Einschaltverluste des Schalttransistors den Einsatz in Netzteilen mit einer Last über ca. 100W, da der Wirkungsgrad von ca. 80% nicht mehr den gesetzlichen Forderungen entsprechen kann.
Die in einem Schalttransistor auftretende Einschaltverluste sind im Wesentlichen abhängig von:

  • Drainstrom IDS
  • Drain-Source-Spannung UDS
  • Einschaltzeit tON(t1-t1a)
  • Schaltfrequenz fSW
Abb. 7: Das Schaltungsprinzip eines Sperrwandlers und die dazugehörigen Spannungen und Ströme
Abb. 7: Das Schaltungsprinzip eines Sperrwandlers und die dazugehörigen Spannungen und Ströme

Die Faktoren, die am stärksten die entstehende Verlustleistung beim Einschalten des Transistors beeinflussen, sind der Drain-Source-Strom, der im Moment des Einschaltens einen recht kräftigen Überschwinger macht und die gleichzeitig anstehende hohe Drain-Source-Spannung von etwa UP= 325V (siehe mit Kreisen markierte Signalteile bei t1). Der Überschwinger im IDS erlässt sich kaum bedämpfen. Die hohe USD ist aber ein Ansatzpunkt um die Einschaltverluste im Transistor schaltungstechnisch zu verringern.

Betrachtet man die Höhe der UDS über den Verlauf eines Schaltzyklus, so fällt auf, dass in dem Zeitraum nach der Übertragung der Energie aus dem Trafo in den Siebkondensator CS und wenn die Diode D sperrt (t1b), ein mehr oder weniger starkes "Nachklingeln" des Trafos einsetzt. Während des Nachklingelns sinkt UDS erheblich unter den Wert von UP. Durch geeignete konstruktive Maßnahmen am Trafo (mehr Windungen auf der Primärseite und weniger Windungen auf der Sekundärseite) kann das Nachklingeln so ausgeprägt werden, dass UDS sogar kleiner als 0V wird (siehe Signale in Abbildung 8 ganz oben).

Abbildung 8: Prinzipbild eines quasi-resonanten Sperrwandlers mit Current-Mode-Regelung
Abbildung 8: Prinzipbild eines quasi-resonanten Sperrwandlers mit Current-Mode-Regelung

Im Vergleich zum konventionellen Sperrwandler ist zu erkennen, dass der PWM-Generator durch ein Zero Voltage Detector (ZVD, Nullspannungsdetektor) und ein RS-Flip-Flop ersetzt wurde. Beim klassischen Sperrwandler lieferte der PWM-Generator ein Rechteck-Ansteuersignal mit fester Frequenz und einem der Last angepassten Tastverhältnis.

Ein Quasi-resonanter Sperrwandler benötigt keinen Oszillator. Die Schaltfrequenz des Netzteils stellt sich durch die Last automatisch ein!

Einschalten des Schalttransistors

Um einen vollständigen Schaltzyklus nachzuvollziehen, nehmen wir in einem eingeschwungenen Netzteil die Ausgangssituation während der Zeit von t0b bis t1 an: Der Transistor Q sperrt und das Flip-Flop ist zurückgesetzt (Q=L-Pegel). Die im Trafo befindliche Energie ist über die Diode D in den Elko CS abgeflossen. Die Spannung über CS ist genauso groß wie die positive Rückschlagspannung UFB. Damit hat die Diode D an Anode und Kathode die gleiche Spannung. D sperrt. Da der Trafo nahezu energielos ist, brechen alle primär und sekundär induzierten Spannungen auf null Volt zusammen (t1).
Die primärseitige Hilfswicklung des Trafos liefert eine der U2 proportionale Spannung UH. UHdient zur Messung der Magnetisierung des Trafos. Läuft U bei t1 durch die 0V-Schwelle, spricht ein im ZVD befindlicher Komparator an. Das Ausgangssignal des ZVD triggert das Flip-Flop. Der Ausgang Q springt auf H-Pegel und schaltet den Transistor ein. Zu diesem Zeitpunkt ist durch das Einschwingen zum Nachklingeln UDS ebenfalls auf 0V. Das heißt: der Transistor Q wird im stromlosen Zustand eingeschaltet und produziert somit keine Einschaltverluste. Der Strom durch den Trafo, Transistor und den Source-Widerstand steigt jetzt linear an. Energie wird im Trafo gespeichert.

Sperren des Schalttransistors

Wie weit jetzt der Strom durch den Trafo ansteigen darf, hängt von der jeweiligen Last und der vorhandenen Energiemenge auf der Sekundärseite ab. Ist die Last hoch und zu wenig Energie vorhanden, steigt (wie im Kapitel "Sperrschwinger" beschrieben) die Fehlerspannung UE an. UE dient dem Komparator K als Schaltschwelle. Ist UE hoch, kann auch der Strom durch RS weit ansteigen bis der resultierende Spannungsabfall URS den Komparator auslöst. Bei niedriger Last, wenn UE klein ist, geschieht dieses entsprechend früher. Der Komparator löst also immer dann aus, wenn US zu hoch wird oder der Strom durch den Transistor zu groß wird. Komparator K liefert zum passenden Zeitpunkt t1a das Resetsignal für das Flip-Flop. Dessen Ausgang Q springt danach auf L-Pegel und sperrt den Transistor Q bei t1a. Das Magnetfeld in Trafo bricht zusammen und induziert U2 und UH. Die Energie wechselt auf die Sekundärseite in den Kondensator CS. Ist CS geladen, sperrt Diode D (t1b) und ein neuer Zyklus kann beginnen. Abhängig von der Last kann sich so die Schaltfrequenz in einem quasi-resonanten Sperrwandler verändern. Die Frequenzänderung wird über die Einschaltzeit des Transistor vorgenommen. Je niedriger die Last, desto höher die Frequenz.

Vor- und Nachteile von quasi-resonanten Sperrschwingern

+   nahezu keine Einschaltverluste, es werden nur kleine oder gar keine Kühlkörper benötigt- Sehr hoher Wirkungsgrad (> 95%) möglich.
+   Es können sehr hohe Schaltfrequenzen (bis 150kHz) angewendet werden. Dadurch kann der Transformator sehr klein gemacht werden. Dieses reduziert die Kosten des Netzteils.
+   Die Regelung des Netzteils über den Strom (Current-Mode-Regelung) ist schneller und präziser als eine reine Spannungsregelung.
-   Das geänderte Wicklungsverhältnis erhöht die reflektierte Ausgangsspannung URO. Es können nur Transistoren mit einer Sperrspannung > 1500V eingesetzt werden.
-   Bei extrem niedriger Last können die Einschaltzeiten für den Transistor zu kurz werden und zu Stabilitätsproblemen und zu einem Anstieg in der Verlustleistung führen.

 

2. Praktische Umsetzung eines quasi-resonanten Sperrwandlers mit einem L6565

24V-Netzteil mit L6565

Die 24-V-Schiene dieses Netzteiles dient beispielsweise zur Versorgung des Inverters eines LCD-TV-Panels. Der Dauerstrom beträgt ca. 4,5A. Als Controller kommt ein L6565 (IC01) von ST zum Einsatz. Das Schaltungsprinzip ist das eines quasi-resonanten, freilaufenden Sperrwandlers. Die Einschaltinformation für den MOSFET-Schalttransistor kommt von einem Demagnetisierungsdetektor, der über die primäre Hilfswicklung den Magnetisierungszustand des Wandlertrafo T01 überwacht. Die Regelung des Wandlers erfolgt über eine Stromsteuerung (Current-Mode-Regelung). Hierbei wird der Augenblicksstrom in den Wandler (= Drain-Source-Strom des MOSFET-Schalttransistor) mit einem Schwellwert, der durch eine Feedback-Information von der Sekundärseite dargestellt wird, verglichen. Erreicht der Augenblickstrom den Schwellwert, wird der MOSFET-Schalttransistor gesperrt.

Abbildung 9: Ein quasi-resonantes 24V-Netzteil mit L6565
Abbildung 9: Ein quasi-resonantes 24V-Netzteil mit L6565
Einschalten und Anlauf

Wird das Gerät mit dem Netz verbunden, wird zunächst ein hier nicht dargestelltes 5V-Netzteil anlaufen und den Systemcontroller initialisieren. Erst wenn dieser einen Einschaltbefehl empfangen hat, darf das 24V-Netzteil in Betrieb gehen.
Der L6565 erhält seine Anlaufspannung aus einer Halbwelle der Netzspannung. Diese wird mit D07 direkt am Brückengleichrichter B01 abgenommen und mit R20 und R21 entkoppelt. Der Strom durch R20 und R21 lädt den Elko C45.
Ein definiertes An- und Abschalten des 24V-Netzteiles erfolgt über den Messeingang des Demagnetisierungsdetektors am Pin 5 des L6565. Die Anlaufspannung am Pin 8 des IC schaltet den Transistor Q02 durch. Damit liegt Pin 5 auf Masse und schaltet zunächst das IC ab.

Mit dem Einschaltbefehl für das Gerät erzeugt der Systemcontroller mit dem Signal PIC_ON an der Basis von Q04 einen H-Pegel. Q04 wird niederohmig und treibt einen Strom durch die LED im Optokoppler IC04. Der Fototransistor wird niederohmig und legt die Basis von Q02 an Masse. Q02 sperrt und gibt den Anlauf des IC frei. Bei Erreichen der unteren (Einschalt-)Schwellspannung des UVLO (Under Voltage Lookout = Unterspannungsdetektor)von 13,5V am Pin 8 läuft das L6565 an.
Um einen Schaltzyklus des Netzteils auszulösen, ist im normalen Betrieb eine negative Flanke von <1,6V am Pin 5 notwendig. Da der Wandlertrafo T01 aber vollständig entladen ist, kann diese negative Flanke nicht am Pin 5 erzeugt werden. Daher liefert eine Starterschaltung im L6565 den notwendigen ersten Impuls um das RS-Flip-Flop zu setzen und so den Schalttransistor Q01 durchzuschalten. Ein Strom fließt aus UP durch die primäre Treiberwicklung des Wandlertrafos T01, Q01 und den Source-Widerstand R50 nach Masse. T01 wird magnetisch geladen. Der Abschaltzeitpunkt des Transistors wird in der Anlaufphase nur über die Höhe des Stromes durch Q01 abgeleitet. Die hierfür notwendige Information liefert der Spannungsabfall über den Sourcewiderstand R50. Die Line Voltage Feedforward-Schaltung liefert eine auf die Netzspannung und an den von der sekundärseitigen Regelstufe gelieferten Lastinformation bezogene Referenzspannung an den Komparator K2. Dieser vergleicht die Strominformation am Pin 4 mit der Referenzspannung und setzt das RS-Flip-Flop zurück. Der Schalttransistor Q01 sperrt und T01 entlädt sich. Die primär- und sekundärseitigen Betriebsspannungen bauen sich auf. Das L6565 wird aus der Hilfsspannung UAUX versorgt. die Übernahmediode D06 sperrt und die Anlaufspannung wird abgehängt.

Vollbetrieb

Im Vollbetrieb wird jeder Schaltzyklus von der Demagnetisierungüberwachung (Pin 5) gestartet. Dieser ZCD (Zero Crossing Detector) liefert immer dann einen Set-Impuls an das RS-Flip-Flop, wenn die in der Hilfswicklung des Wandlertrafos T01 induzierte Spannung UAUX unter 1,6V fällt. Dieses stellt sicher, dass der Wandlertrafo vollständig entladen ist bevor ein neuer Zyklus gestartet wird. Da im Vollbetrieb die Last konstant ist, wird das 24V-Netzteil hauptsächlich von der Sekundärseite her geregelt. Die hierzu notwendige Feedbackinformation ist ein lastabhängig modulierter Strom aus dem Pin 2 des Optokopplers IC02. Die Modulation wird von der mit R60 und R61 herunter geteilten 24V am Messeingang der Referenzspannungsquelle IC03 vorgenommen. Der Optokoppler überträgt die Information auf die Primärseite und legt eine der Last umgekehrt proportionale Spannung an den Pin 1 des L6565 (im eingeschwungenem Zustand ca. 2,5V). Ein Fehlerverstärker invertiert die Feedbackspannung und leitet sie in den Line Voltage Feedforwarder weiter. Zusammen mit der Information der am Pin 3 bildet sie die Referenzspannung der Strombegrenzung (K2) für Q01. Auf Grund der konstanten Last am 24V-Netzteil bleibt auch die Schaltfrequenz im Vollbetrieb nahezu konstant auf ca.165kHz.

Schutzfunktionen

Die Schutzfunktionen des Netzteils sind alle in das L6565 integriert. Ein Unterspannungsschutz spricht an, wenn die Betriebsspannung am Pin 8 unter 9,5V fällt. Steigt die Spannung am Pin 8 über 18V, wird  Z-Diode Z01 für immer leitend und schließt die Betriebsspannung kurz. Ein Cycle-by-Cycle wirkender Überstromschutz (OCP = Over Current Protection) mit Komparator K3 schaltet im Fall eines zu hohen Stromes den Schalttransistor vorzeitig ab.

 

Referenzen

Weblinks

1. STMicroelectronics Datenblatt und Applikationen zum L6565: http://www.st.com/web/en/catalog/sense_power/FM142/CL1454/SC352/PF63260

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