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Power Factor Correction

Inhaltsverzeichnis

1. Theorie und Grundschaltungen

Immer mehr elektrische Verbraucher in den Haushalten ziehen ihren Strom nicht mehr wie früher sinusförmig aus dem öffentlichen Stromversorgungsnetz, sondern impulsförmig. Ursache hierfür ist die immer weitere Verbreitung von Geräten, die elektronisch geregelte Lasten darstellen.
Die übliche Gleichrichterschaltung mit Siebung (Bild 1) erzeugt, da der Siebkondensator impulsartig über die Gleichrichterdioden nachgeladen wird, sehr viele Oberwellen. Diese Oberwellen erzeugen durch die Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung eine Scheinleistung, die von den Versorgern nur durch  Überdimensionierung aller Komponenten im Versorgungsnetz bewältigt werden kann. Um dieses Ungleichgewicht zu verhindern, wurde von der EU zunächst die Norm EN60555-2 (" Rückwirkungen in Stromversorgungsnetzen, die durch Haushaltgeräte und durch ähnliche elektrische Einrichtungen verursacht werden. Teil 2 : Oberschwingungen") und ab 2001 die Europanorm EN61000-3-2(" Elektromagnetische Verträglichkeit (EMV); Teil 3: Grenzwerte; Abschnitt 2: Grenzwerte für Oberschwingungsströme (Geräte-Eingangsstrom < 16A je Leiter)") initiiert. Diese schreibt bei allen Geräten mit mehr als 75W Leistungsaufnahme eine Begrenzung der Höhe der harmonischen Ströme aus dem Netz vor.
Die in der Norm festgelegte Vorgabe kann bei elektronischen Geräten nur über eine Korrektur des Leistungsfaktors, einer Power Factor Correction (PFC) erfüllt werden.  Das Prinzip der Power Factor Correction ist es, die Stromaufnahme aus dem Netz zeitlich zu verlängern. Dadurch verringert sich die Höhe und die Schnelligkeit des Anstieges des Stromes durch die Gleichrichterdioden, was die Anzahl und die Höhe der Harmonischen reduziert. Dem Versorgungsnetz wird also nur noch reine Wirkleistung entnommen.

Abb. 1: Ströme aus dem Versorgungsnetz
Abb. 1: Ströme aus dem Versorgungsnetz

Die von der Norm geforderten Eigenschaften der Eingangsstufen eines Netzteils können von zwei Schaltungsprinzipien erfüllt werden:

1.1 Passive Power Factor Correction

Bei einer Passiven PFC werden dem Gleichrichter lediglich Filter, abgestimmt auf die Netzfrequenz, vorgeschaltet. Diese Filter bestehen meist aus relativ großen, massigen Drosseln und RC-Kombinationen, die als Tiefpass- oder Bandpassfilter wirken. Passive PFC erzielen jedoch nur mäßig gute Ergebnisse. Sie werden (aus Kostengründen) meist nur bei Geräten kleinerer Leistung eingesetzt.

Abb. 2: Prinzip Passive PFC
Abb. 2: Prinzip Passive PFC

1.2 Aktive Power Factor Correction

Eine Aktive Leistungsfaktorkorrektur ist schaltungstechnisch wesentlich aufwändiger zu entwickeln und herzustellen. Sie erzielen aber sehr gute Korrekturfaktoren von nahezu 99%. Aktive PFC-Schaltungen beruhen fast alle auf dem Prinzip des doppelt geregelten Aufwärtswandlers (Step-Up-Converter). Da diese Schaltung gleichzeitig Netzspannungsschwankungen ausgleicht, können die nachgeschalteten Netzteile wesentlich präziser auf die Stabilisierung derer Sekundärspannungen ausgelegt werden.
Da im PFC-Step-Up-Wandler nur eine Betriebsspannung ohne galvanische Netztrennung benötigt wird, kann die Speicherinduktivität auf eine Booster-Drossel (L) reduziert werden. Diese Anordnung bringt auch den Vorteil, dass der Wandler nicht die volle aufgenommene Leistung aufbringen muss, sondern nur die Energiemenge liefern muss, die proportional der Differenz zwischen Ausgangsspannung und Eingangsspannung des Wandlers ist.

Abb. 3: Prinzip einer aktiven PFC mit doppelt geregeltem Aufwärtswandler
Abb. 3: Prinzip einer aktiven PFC mit doppelt geregeltem Aufwärtswandler

Der hauptsächliche Unterschied zwischen einem konventionellen Step-Up-Wandler und einem PFC-Wandler ist die Regelgeschwindigkeit. Bei Ersterem ist die Regelzeitkonstante sehr kurz um bei schnellen Lastwechseln schnell die benötigte Energie liefern zu können. Beim PFC-Wandler erfolgt die stärkste Modulation der Ansteuer-PWM des Schalttransistors durch die doppelte Netzfrequenz aus der gleichgerichteten Netzspannung. Da bei den aktuellen Schaltungen von PFC-Step-Up-Wandlern aber auch die Ausgangsspannung erhöht und stabilisiert werden sollen, sind in diesen zwei getrennte Regelkreise notwendig. Die Regelinformation UM1 für die PFC-Funktion wird über einen Spannungsteiler (R1/R2) durch Herunterteilen der 100Hz-gleichgerichteten-Netzspannung UE erzeugt. Der zur Schaltung parallel liegende Kondensator C1 ist nur einige Hundert Nanofarad groß und soll lediglich hochfrequente Störungen unterdrücken.
Die Regelinformation UM2 zur Stabilisierung der Ausgangsspannung wird mit dem Spannungsteiler R3/R4 erzeugt. Beide Regelinformationen werden im PFC-Controller miteinander kombiniert und dienen dann als Modulationsinformation für einen Pulsweidenmodulator oder zum Nachstimmen eines Oszillators.

Betriebsarten für PFC-Wandler

So wie es beim konventionellen Aufwärtsregler die beiden Betriebsarten Continuous- (Nichtlückender-) und Discontiuous- (Lückender-)Mode gibt, kommen auch beim PFC-Step-Up-Wandler mehrere Betriebsarten zur Anwendung. Jede Betriebsart hat ihre Vor- und Nachteile. Oftmals wechselt die Betriebsart sogar während einer Netzspannungshalbwelle.

DCM- (Discontinous Current Mode-)Mode

Die wohl am meisten in Geräten der CE zu findenden PFCs arbeiten im DCM-Modus. Kennzeichnend für diese Betriebsart ist, dass der Strom durch die Boosterdrossel L1 innerhalb jeden Schaltzyklus einmal auf Null zurückgeht. Dies bedeutet, dass die Speicherdrossel vollständig entladen bzw. demagnetisiert ist. Meist wird  dies gezielt mit mit einem Zero Current/ Voltage (Nullspannungs-/-strom-) Detektor überwacht um den Schalttransistor praktisch verlustfrei einzuschalten zu können. Einen zusätzliche Vorteil bietet der lückende Betrieb dadurch, dass es weder Diode D1 noch im Schalttransistor Probleme mit Recovery-Effekten gibt. Der Wandler arbeitet auf nur einer Schaltfrequenz. Ein Nachteil dieser Betriebsart ist der hohe Spitzenstrom.

Abb. 4: DCM- (Discontinous Current Mode-)Mode
Abb. 4: DCM- (Discontinous Current Mode-)Mode
CCM- (Continous Current-)Mode

Beim CCM-Mode ist die Trägerfrequenz der Ansteuer-PWM des Schalttransistors konstant. Durch den ständigen Stromfluss durch die Drossel ist der Spitzenstrom nur wenig größer als der mittlere Strom. Dadurch gibt es nur geringe EMV-Probleme. Der größte Nachteil dieser Betriebsart sind die hohen Einschalt- und Ausschaltverluste im Schalttransistor.

Abb. 5: CCM- (Continous Current-)Mode
Abb. 5: CCM- (Continous Current-)Mode
CRM- (Critical Conduction)-Mode

Beim CRM-Betrieb wird der Wandler an der Grenze zu Lückbetrieb betrieben. Dadurch gibt es keine Probleme mit Recovery-Effekten in der Diode oder dem Schalttransistor. Nachteilig sind aber die hohen Spitzenströme und die Varianz in der Schaltfrequenz. Besonders die hohen Frequenzen um den Nulldurchgang der Netzspannung erfordern zusätzliche Maßnahmen gegen Störstrahlung.

Abb. 6: CRM- (Critical Conduction)-Mode
Abb. 6: CRM- (Critical Conduction)-Mode
DCM/CRM-Mode

Im Niederlastbetrieb und nahe den Nulldurchgängen der Netzspannung arbeitet der Wandler im DCM-Mode, bei höheren Strömen geht dieser in einen CRM-Mode über. Dieser Mischbetrieb vereinigt zwar alle Vorteile der "reinen" Betriebsarten, ist aber von der Entwicklung her sehr aufwändig und erfordert recht engtolerierte Komponenten.

Abb. 7: DCM/CRM-Mode
Abb. 7: DCM/CRM-Mode

2. Praktische Umsetzung eines PFC-Wandlers mit dem IC TDA4863

Das Prinzip der hier eingesetzten PFC-Schaltung ist ein auf einer festen Frequenz (ca. 113kHz) schwingender Step-Up-Konverter im reinen DCM-Mode. Die Steuerung erfolgt über den Strommittelwert. Kennzeichnend ist eine variable tON-Zeit für den Schalttransistor.
Als PFC-Controller dient ein TDA4863 (I01) von Infineon. Die Betriebsspannung 24V am Pin 8 erhält das IC aus einer in einem separatem Netzteil erzeugten Hilfsspannung. Bei 10,5V am Pin 8 läuft der PFC-Wandler an. Da die Last auf dem PFC-Wandler im Anlaufmoment sehr gering ist, baut sich die Ausgangsspannung über den Speicherkondensator C07 schnell auf.
Als Schalter dient ein MOSFET-Transistor (Q01). Schaltet dieser durch, fließt ein linear ansteigender Strom durch die Drossel (L01). Energie wird im Magnetfeld gespeichert. Diode D02 sperrt und entkoppelt den Ladekondensator C07.
Sperrt nun der Schalttransistor, induziert das in der Drossel zusammenbrechende Magnetfeld eine hohe Spannung. Die Diode D02 wird wieder leitend. Ein Strom fließt aus der Drossel in den Ladeelko C07 und stockt die Ladespannung auf. Das erste Einschalten des Schalttransitors wird von einem Restart Timer im I01 ausgelöst. Der Timer startet oder restartet den TDA4863, wenn der Treiberausgang (Pin 7) länger als 150μS abgeschaltet war, nachdem die Spannung am Pin 5 0V erreicht hat. Dies bedeutet, dass die Wandlerdrossel entladen ist. Der Restart-Timer triggert ein Latch in der PWM-Logik. Dessen Ausgang schaltet den Treiber durch. Es fließt ein Strom aus dem Pin 7 in das Gate des Schalttransistors Q901.
Der Abschaltzeitpunkt wird von drei Eingangsgrößen direkt beeinflusst:

  1. Eine für die Korrektur des Power Factors benötigte vollwellengleichgerichtete sinusförmige Netzspannung wird mit R06/R07 und R08 herunter geteilt und über Pin 3 als Strom zugeführt. Dieses ist die Basismodulation der Ansteuer-PWM des Schalttransistors Q01. Die Modulation des Eingangsstromes erzwingt einen einheitlichen Power Factor.
  2. Die Ausgangsspannung des Wandlers wird mit dem Spannungsteiler R11, R12, /R10,R14 herunter geteilt und am Pin 1 zur lastabhängigen Regelung der PWM überwacht. In einem Einquadrantenmultiplizierer werden die gleichgerichtete Netzspannung und die Lastinformation zusammengefasst. Die Nenn-Ausgangsspannung des PFC-Wandlers wird so auf ca. 380V stabilisiert.
  3. Der momentane Eingangsstrom wird am Pin 4 gemessen und dient, wenn entsprechend gefiltert, zur Nachsteuerung der Modulation des Eingangsstroms. Diese Rückkopplung optimiert den Power Faktor. Die gefilterte Eingangsstrominformation wird mit dem Mischprodukt aus der gleichgerichteten Netzspannung (vom Pin 3 kommend) und der Lastinformation (von Pin 1) verglichen bzw. zusammengefasst. Dieses interne Steuersignal bestimmt die Einschaltzeit des Schalttransistors Q01. Ein RS-Flip-Flop unterdrückt Mehrfachimpulse und stellt sicher, dass nur ein einziger Ein- bzw. Ausschaltimpuls an das Gate des Schalttransistors gelangt.
Zero Current Detector

Mit dem Zero Current Detector am Pin 5 wird mittels einer Hilfsspannung, die in einer Wicklung in der Wandlerdrossel induziert wird, der Strom durch die Drossel überwacht. Erst wenn die Hilfsspannung 0V wird, ist die Drossel vollständig entladen und darf durch das Einschalten von Schalttransistors Q01 wieder neu aufgeladen werden. Das RS-Flip-Flop wird vom Detector so lange gesperrt (zurückgesetzt), bis die Spannung am Pin 5 auf 0V gefallen ist. Auf diese Weise wird die Verlustleistung im Schalttransistor und in der Booster-Diode (D02) verringert. Da der Strom durch die Drossel nahezu dreieckförmig ist und keine Lücken aufweist, ist die Leistungsaufnahme aus dem Netz nahezu kontinuierlich.

UVLO

Ein Unterspannungsschutz (UVLO = Undervoltage Lookout) überwacht die Betriebsspannung des TDA4863. Beim Anlauf des Gerätes muss die Betriebsspannung VCC am Pin 8 12,5V überschreiten, damit der UVLO das IC einschaltet. Sinkt VCC unter 10V wird das IC abgeschaltet.

Weitere Komponenten

Zwischen Pin 1 und Pin 2 befindet sich ein Schleifenfilter (R910/C912, C911) zur Frequenzkompensation des Voltage Amps (Gleichspannungsverstärker). Der Verstärker wirkt wie ein Integrator, dessen Grenzfrequenz unter 20Hz liegt, um die 100Hz Welligkeit der gleichgerichteten Netzspannung zu unterdrücken. Auf Grund dieser geringen Bandbreite können schnelle Lastwechsel oder ein schneller Anstieg des Eingangsstroms beim Einschalten des Gerätes nicht in angemessener Zeit ausgeregelt werden. Ein Überspannungsregler (OVR = Over Voltage Regulator) überwacht den Strom durch das externe Schleifenfilter. Überschreitet der Strom eine intern vorgegebene Größe, reduziert der OVR die Ausgangsspannung des Multiplizierers und verkürzt so die Leitendzeit des Schalttransistors.

Abb. 8: PFC-Wandler mit dem IC TDA4863-2
Abb. 8: PFC-Wandler mit dem IC TDA4863-2
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