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Grundschaltungen - Konstantstromquellen

Inhaltsverzeichnis

1. Allgemeines

Eine Konstantstromquelle ist eine elektronische Schaltung, die, mit gewissen Einschränkungen, eine ideale Stromquelle darstellt. Eine Konstantstromquelle speist unabhängig von der angelegten Spannung einen konstanten Strom in einen Stromkreis, d.h. Änderungen der Last oder der Spannung über die Last haben keinen Einfluss auf den Strom durch die Last. Sie hat daher (theoretisch) einen unendlich hohen differentiellen Innenwiderstand und einen niedrigen statischen Innenwiderstand. Es gibt Konstantstromquellen als Gleichstromquelle oder als Wechselstromquelle.
In der Praxis kommen Konstantstromquellen als Treiber für LEDs und Fluoreszenzlampen (z.B. CCFL), in Ladegeräten, als Referenz in in Messgeräten und zur Arbeitspunktstabilisierung in (integrierten) elektronischen Schaltungen zum Einsatz.

Konstantstromquellen können auf verschiedenste Weisen realisiert werden. Einige typische Schaltungsvarianten sollen in diesem Artikel aufgezeigt werden.

2. Konstantstromquelle mit Bipolartransistor

Das Grundprinzip einer Konstantstromquelle mit einem Bipolartransistor ist in Abb. 01 dargestellt. Es ist ein Emitterfolger, der von einer Referenzspannung angesteuert wird. Die externe Last, dargestellt durch den Widerstand RL, ist am Kollektor angeschlosssen.

Abb. 01: Grundprinzip einer Konstantstromquelle
Abb. 01: Grundprinzip einer Konstantstromquelle
Funktionsweise

Eine Referenzspannung URef wird mit R1 und R2 auf die Basisspannung UB heruntergeteilt. UB treibt einen Strom IBE in die Basis des Transistors Q. Der Transistor wird leitend und ein Kollektorstrom kann aus der Versorgungsspannung UV, durch die Last RL und den Emitterwiderstand RE fließen. Da der Basisstrom IBE fest durch R1 und R2 vorgegeben ist und UBE konstant ist, ist auch der Kollektorstrom IC durch die Last fest definiert und damit konstant.

 

Formel 1: Berechnung des Konstantstromes
Formel 1: Berechnung des Konstantstromes

Formel 1 zeigt die Berechnung des durch die Last fließenden Konstantstromes IC. Dabei ist der Basis-Emitterstrom IBE mit berücksichtigt. Tatsächlich ist dieser gegenüber dem Konstantstrom IC vernachlässigbar klein.

Formel 2: Berechnung des maximalen Lastwiderstandes
Formel 2: Berechnung des maximalen Lastwiderstandes

Steigt z.B. die Last, so bedeutet dies, dass RL niederohmiger wird.  Die über die Last abfallende Spannung URL sinkt. Da aber die Spannung URE konstant ist und bei stabiler Betriebsspannung UV auch die Summe von URL und UCE konstant ist, kann sich bei einer Verringerung von URL nur UCE vergrößern. Das bedeutet, dass der Innenwiderstand von Transistor Q gestiegen ist weil die Kollektorspannung gestiegen ist. Somit wird der Strom IC bei konstanter Betriebsspannung UV unabhängig von der Last oder bei konstanter Last unabhängig von der Betriebsspannung.

 

Konstantstromquelle mit zwei Dioden

Abb. 02: Konstantstromquelle mit zwei Dioden
Abb. 02: Konstantstromquelle mit zwei Dioden

Die in Abb. 01 eingesetzte Referenzspannungsquelle wird im praktischen Aufbau der Schaltung natürlich durch Halbleiterkomponenten ersetzt. In Abb. 02 werden zwei in Durchlassrichtung in Reihe geschaltete Siliziumdioden  verwendet. Die Spannung UB betragt also 2 * 0,7V = 1,4V. Da der Transistor Q eine Basis-Emitterspannung von 0,7V benötigt, muss also URE ebenfalls 0,7V betragen.

Die Größe von RE berechnet sich:

Formel 2: Berechnung des Emitterwiderstandes

Formel 2: Berechnung des Emitterwiderstandes

Konstantstromquelle mit Diode und Widerstand

Abb. 03: Konstantstromquelle mit Diode und Widerstand
Abb. 03: Konstantstromquelle mit Diode und Widerstand

Wird eine der Dioden in Abb. 02 durch einen Widerstand (R2) ersetzt um die Überkompensation zu vermeiden, übertragen sich allerdings Änderungen der Betriebsspannung UV auf die Spannung über diesen Widerstand, was die Konstanz von IL erheblich verschlechtert.

 

Konstantstromquelle mit LED

Abb. 04: Konstantstromquelle mit LED
Abb. 04: Konstantstromquelle mit LED

Anstelle von zwei Silizium Dioden kann auch eine kleine rote LED eingesetzt werden. In Durchlassrichtung fallen über die LED 1,7V ab. Somit kann URE 1V betragen. Der Vorteil dieser Schaltung ist, das die Temperaturdrift der LED genauso groß ist wie die des Transistors. Auch Änderungen in der Betriebsspannung UV wirken sich nicht auf die Konstanz von IL aus

Konstantstromquelle aus zwei Transistoren

Abb. 05: Konstantstromquelle zwei Transistoren
Abb. 05: Konstantstromquelle zwei Transistoren

Wenn die Spannung über RE die Basis-Emitterschwellspannung von Q2 überschreitet, schaltet Q2 durch. Dadurch wird die Basis von Q1 geräumt und damit sperrt Q1. Der Strom durch Q1 und damit die Spannung über RE sinkt, wodurch Q2 wieder zu sperren beginnt, was Q1 wieder leiten lässt. So pendelt sich diese Schaltung auf die konstante UBEQ2-Spannung von ca. 0,7V über RE ein. Weil RE konstant ist, hat dies einen konstanten Strom durch Q2 zur Folge.

 

3. Konstantstromquelle mit Feldeffekttransistor

Abb. 06: Konstantsromquelle mit FET
Abb. 06: Konstantsromquelle mit FET

Eine einfache Konstantstromquelle ergibt sich aus einem FET (hier ein JFET) mit einem in Reihe geschaltetem Sourcewiderstand RS. Der über den Sourcewiderstand entstehende Spannungsabfall URS bewirkt eine Gegenkopplung, die den Strom ID konstant hält. Der vom Konstantstrom ID abhängige Gesamtspannungsabfall UI berechnet sich nach:     

                                                                                  

4. Konstantstromquelle mit Operationsverstärker

Abb. 07: Konstanstromquelle mit OPAMP
Abb. 07: Konstanstromquelle mit OPAMP

Die einfachen Konstantstromquellen mit Transistor können wesentlich verbessert werden, wenn die Basis-Emitterstrecke des Transistors in die Gegenkopplung eines Operationsverstärkers (IC) mit eingebunden wird. Der Operationsverstärker wirkt so als Fehlerverstärker. Das Prinzip der Schaltung ist das eines nicht-invertierenden Verstärkers mit einer Konstantspannung (URef) am Eingang. Die Konstantspannung wird hier mittels einer Z-Diode erzeugt.

Der Strom durch die Last und den Transistor wird als resultierender Spannungsabfall über den Messwiderstand RS überwacht. Die Messspannung US wird vom Operationsverstärker mit der Referenzspannung verglichen.
Steigt der Strom IL an, steigt auch der Spannungsabfall über den Meßwiderstand RS.  Dadurch sinkt die Ausgangsspannung der Operationsverstärkers und somit auch UBE. Der Innenwiderstand von Transistor Q steigt und der Strom durch Q, RL und RS sinkt wieder.

5. Konstantstromquelle mit Integriertem Schaltkreis

In vielen technischen Anwendungen werden konstante Ströme benötigt. Beispiel hierfür sind Ladegeräte für Akkus oder Treiber für LEDs. Die Halbleiterindustrie hat für solche Einsatzzwecke eine ganze Reihe von mehr oder weniger stark spezialisierten Integrierten Schaltungen entwickelt. Am Beispiel der Treiber für LEDs sollen hier einige Schaltungen vorgestellt werden.
Die hier gezeigten Treiberschaltungen lassen sich aufgrund des geforderten Stromes in zwei Gruppen aufteilen: Lineare Regler und Schaltregler.

5.1. Lineare LED-Treiberschaltungen

Werden geringe Ströme (bis ca. 500 mA) können lineare Schaltungen eingesetzt werden. Linear bedeutet, dass ein kontinuierlicher Konstantstrom durch die LEDs fließt. Ein Vorteil dieser Art der Ansteuerung ist, dass die Schaltungen einfach sind und dass keine Entstörmaßnahmen betroffen werden müssen. Ein Nachteil ist, dass aufgrund des nicht optimalen Wirkungsgrades Verlustleistung durch Wärme erzeugt wird. 

LED-Treiberschaltung mit Spannungsregler LM317

Eine nahezu klassische, einfache Schaltung ist der Spannungsregler LM317. Die Ausgangsspannung VO kann mit einer Spannung am ADJ-Pin programmiert werden. Die Ausgangspannung VO liegt exakt 1,25V über der ADJ-Spannung. Da das LM317 eine Drop-Spannung zwischen Eingangsspannung VI und Ausgangsspannung VO von 2V hat, muss die Eingangsspannung VI immer größer als 3,25V sein. Abhängig vom Typ und Gehäuse können LM317 (z.B. LM317T im SO220-Gehäuse) bis zu 1,5A liefern.

Abb. 09: LED-Treiberschaltung mit Spannungsregler LM317
Abb. 09: LED-Treiberschaltung mit Spannungsregler LM317

Um den Spannungsregler LM317 zu einer Konstantstromquelle zu machen, legt man den ADJ-Pin auf Masse und einen konstanten Widerstand R1 an den Ausgang. R1 wird so berechnet, dass über ihn bei dem gewünschten Laststrom IL eine Spannung von 1,25V abfällt. Der durch den Widerstand fließende Strom IR1 ist dabei immer so groß wie der Strom IL in das IC hinein. Da IR1 immer konstant ist, ist auch IL konstant. Die LEDs werden in die Eingangsleitung des LM317 geschaltet. Die Anzahl der LEDs, die an einem IC betrieben werden können, ist abhängig von der Vorwärtsspannung der LED und der Höhe der Betriebsspannung UV.

Beispielsberechnung

Eine weiße Golden Dragon Plus-LED von Osram (http://www.osram-os.com) wird beispielsweise mit einem typischen Strom von 350mA betrieben. Dabei ist die Vorwärtsspannung 3,2V. Um zwei LEDs anzusteuern wird also eine Mindestbetriebsspannung von 3,2V + 3,2V + 2V + 1,25V = 9,65 V benötigt. Der Strom IL soll 350mA betragen. Widerstand R1 berechnet sich demnach : R1 = 1,25V/IL = 3,57 Ω, der nächste Normwert wäre 3,9 Ω. Im Widerstand R1 entsteht eine Verlustleistung von 1,25V x 0,35A = 0,44 W. Im IC entsteht eine Verlustleistung von 2V x 0,35A = 0,7W. Das IC sollte also besser mit einem Kühlblech versehen werden.

Nachteilig dieser Schaltung ist, dass ziemlich viel Verlustleistung entsteht und dass die LEDs nicht auf Masse bezogen sind. Mit dieser Schaltung können also keine RGB-LEDs, die eine gemeinsame Kathode haben, betrieben werden. Weiterhin können die LEDs nicht gedimmt werden, weil ein entsprechender ENABLE-Pin am IC nicht vorhanden ist.

 

LED-Treiberschaltung mit Low Drop-Regler MIC5209

Alle Nachteile, die der Spannungsregler LM317 aufweist, treten beim Low Dropout- (LDO-) Regler MIC5209 nicht auf. Mit einer Dropspannung von nur 500mV bei einem Maximalstrom von 0,5A fällt die Verlustleistung wesentlich geringer ins Gewicht.

Die Schaltung des Treibers als solches entspricht der Grundschaltung in Abb. 07. Der Strom durch die LEDs erzeugt am Shuntwiderstand RS einen proportionalen Spannungsabfall URS. Im eingeregelten Zustand der Schaltung sollte diese 1,24V betragen. URS wird im MIC5209 mit einer Referenzspannung (1,24V) verglichen. Der Komparator/Fehlerverstärker im IC liefert dem internen bipolaren Treibertransistor ein entsprechendes Ansteuersignal.
Der Wert des Shuntwiderstandes RS berechnet sich:
          RS = 1,24V/IL.
Die Anzahl der LEDs, die angeschlossen werden können, richtet sich wiederum nach der Höhe der Betriebsspannung UV und der Vorwärtsspannung der verwendeten LEDs. Mit in die Rechnung einzubeziehen sind zusätzlich die Dropspannung des MIC5209 und URS.

Abb. 10: LED-Treiberschaltung mit LDO-Regler MIC5209
Abb. 10: LED-Treiberschaltung mit LDO-Regler MIC5209

Zum Dimmen der LED kann eine Pulsweitenmodulation an den ENABLE-Pin angelegt werden. Widerstand R1 dient als Pullup-Widerstand. Solange ENABLE über R1 auf einen H-Pegel gehalten wird, arbeitet die Treiberschaltung kontinuierlich. Wird von einer Zusatzschaltung ENABLE auf Masse gezogen, sperrt das IC sofort und die LEDs erlöschen. Wird an ENABLE eine  Pulsweitenmodulation angelegt, geht das IC in einen diskontinuierlichen Betrieb. Ein Einschaltzeit des ICs und damit die Leuchtzeit der LEDs ist abhängig vom Tastverhältnis der PWM. Proportional zur Einschaltzeit nimmt die (wahrgenommene) Helligkeit zu oder ab. der Um ein Flackern oder Flimmern der LEDs zu vermeiden, sollte die PWM eine ausreichend hohe Frequenz (ca. 350 Hz) haben.
Kennzeichnend für diese Schaltung ist auch, dass die LEDs direkt auf Masse bezogen sind. Diese Schaltung eignet sich daher auch für die Ansteuerung von RGB-LEDs.

 

5.2. LED-Treiber mit Schaltreglern

Getaktete Treiberschaltungen für LED-Beleuchtungen unterliegen speziellen Anforderungen:

  • Die Schaltung muss kostengünstig mit möglichst wenig Komponenten realisiert werden können.
  • Die entstehende Verlustleistung muss minimiert werden.
  • Die Betriebsspannung muss galvanisch von der Netzspannung getrennt sein.
  • Die Arbeitsfrequenz muss außerhalb des Hör- und Flimmerbereiches liegen.
  • Es darf nur minimal Störstrahlung generiert werden, da sonst in aufwendige Abschirmungen und Filterstufen notwendig werden.
Getakteter LED-Treiber mit MIC3203

Stellvertretend für viele ähnliche Schaltungen soll an dieser Stelle ein LED-Treiberkonzept der Firma Micrel (www.micrel.com) beschrieben werden. Der "High Brightness LED Driver Controller" MIC3203 ist eine Variante aus einer ganzen Familie von Schaltungen mit unterschiedlichen Betriebsspannungsbereichen, Leistungsstufen und Ausstattungsmerkmalen.

Der MIC3203 ist ein reiner Controller, d. h. der Leistungsschalter, hier ein N-Kanal MOSFET, ist nicht mit im IC integriert. Daher können, bei Wahl eines entsprechenden Schalttransistors, beliebige LED-Ströme erzeugt werden.
Der MIC3203 ist ein Step-Down-Wandler. Das bedeutet, dass die Nutzspannung niedriger als die Versorgungsspannung ist. Kennzeichnend für Step-Down-Wandler ist, dass die Differenz zwischen Versorgungsspannung und Nutzspannung (die sog. Dropspannung) nicht wie in linearen Reglern "verheizt" wird. Der Wirkungsgrad eines Wandlers mit dem MIC3203 kann über 90% betragen. Die grundlegende Funktionsweise von Step-Down-Wandlern ist im Artikel "Schaltnetzteile - Downconverter" beschrieben.

Abb. 11: Getakteter LED-Treiber mit MIC3203
Abb. 11: Getakteter LED-Treiber mit MIC3203

Der IC MIC3203 ist ein hysteresegesteuerter Step Down-Wandler, der in einem weiten Betriebsspannungsbereich (4,4 - 42V) eingesetzt werden kann. Die LEDs liegen im Speisezweig der Speicherdrossel L.
Liegt die Betriebsspannung VIN über 4,5V, kann der interne 5V-Regler arbeiten und die interne Betriebsspannung bereitstellen. Der Treiberausgang DRV wird auf H-Pegel gelegt und der MOSFET-Transistor schaltet durch. Ein linear ansteigender Strom fließt durch aus der Betriebsspannungsquelle VIN durch den Shuntwiderstand RS, die LEDs, der Speicherdrossel L und dem Transistor nach Masse. In der Drossel wird Energie als Magnetfeld gespeichert.
Die Größe des Stroms wird mit dem Widerstand RS gemessen. Der dem Strom proportionale Spannungsabfall URS über RS wird dem IC über den Pin CS zwei Komparatoren zugeführt. Ihre Schaltschwellen -177mV und -217mV (bezogen auf VIN) erhalten die Komparatoren aus zwei, in Reihe geschalteten, Referenzspannungsquellen.
Erreicht der Strom einen Wert, der am Pin CS einen Pegel von 217mV niedriger als am Pin VIN erzeugt, schaltet Komparator C2 durch und setzt das Flip-Flop FF zurück. Der Q-Ausgang des Flip-Flops geht auf L-Pegel. Dieses legt ebenso den Ausgang des UND-Gatters und den DRV-Pin auf-L-Pegel. Schalttransistor Q1 sperrt.
Das Magnetfeld in der Drossel bricht zusammen und induziert eine Spannung. Die Freilaufdiode D wird leitend, ein Strom fließt zurück nach VIN. Ist die Drossel nahezu entladen, sinkt die Spannung über RS soweit, dass an Pin CS die Spannung unter 177mV gegenüber Pin VIN sinkt. Nun sperrt Komparator CS2 und Komparator CS1 spricht an. Das Flip-Flop wird gesetzt, DRV liefert einen H-Pegel und Q1 schaltet wieder durch. Ein neuer Zyklus beginnt.
Die Dauer eines Zyklus und damit die Frequenz des Wandlers ist abhängig von der Eingangsspannung VIN, der Summe der Vorwärtsspannungen der LEDs (ULED) und dem LED-Strom. Die maximale Frequenz ist 1,5 MHz.
Der MIC3203 arbeitet im kontinuierlichen Betrieb. Das bedeutet, das der Schalttransistor Q1 zwar ein- und ausgeschaltet wird, der Strom durch die LEDs aber nie Null wird. Durch die integrierende Wirkung der Induktivität L schwankt der Strom sägezahnförmig um einen konstanten Wert. Die Schaltung ist damit eine Konstantstromquelle.

Dimmen der LEDs

Soll die Lichtmenge aus einer LED-Leuchtquelle einstellbar oder der Farbton des Lichts einer RGB-LED geändert werden, kann dieses über eine Pulsweitenmodulation des LED-Stroms vorgenommen werden.

Abb. 12: Dimmen von LEDs mit PWM
Abb. 12: Dimmen von LEDs mit PWM

Hierzu sind zwei Herangehensweisen möglich. Die eine, weniger effiziente, ist es, den LED-Strom zu direkt modulieren. Dabei wird die Einschaltzeit der LED beeinflusst. Bei zu niedriger Schaltfrequenz und kurzen Einschaltzeiten kann sich dabei ein Flimmern oder Flackern der LED bemerkt werden.
Die zweite Möglichkeit ist es, wie es auch beim MIC3203 gemacht wird, die LEDs mit einer hohen Schaltfrequenz (bis zu 1,5MHz) zu betreiben und diese mit einer niederfrequenten PWM (bis zu 20kHz) zu überlagern. Dieses kann durch ein Ein- und Ausschalten der Ausgangsstufe mit einem ENABLE- oder DIM-Signal vorgenommen werden.  Entsprechend den Tastverhältnis der PWM werden die LEDs dann kurzzeitig ausgeschaltet.
Beim MIC3203 kann das Tastverhältnis der PWM von 1% bis 99% variiert werden. In Abb. 12 beträgt das Tastverhältnis der PWM 90%.

 

 

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